本發(fā)明屬于無(wú)線通信技術(shù)領(lǐng)域，特別涉及受同相正交（IQ,In-phaseQuadrature）兩路不平衡干擾的無(wú)線通信系統(tǒng)中的一種聯(lián)合信道估計(jì)與IQ不平衡補(bǔ)償?shù)姆椒ā?/p>

背景技術(shù)：

當(dāng)前，很多無(wú)線通信標(biāo)準(zhǔn)如全球標(biāo)準(zhǔn)長(zhǎng)期演進(jìn)（LTE，longtermevolution）、IEEE802.15、IEEE802.16等為了降低接收端均衡復(fù)雜度普遍采用單載波頻域均衡（SC-FDE，singlecarriermodulationwithfrequencydomainequalization）技術(shù)和正交頻分復(fù)用（OFDM，orthogonalfrequencydivisionmultiplexing）技術(shù)。

無(wú)線通信需要載波調(diào)制，模擬前端（FE，front-end）的同相正交的兩路信號(hào)在受調(diào)制后或解調(diào)前（或兩者都有）會(huì)有信號(hào)不平衡產(chǎn)生，引起系統(tǒng)性能下降，尤其是采用低成本的直接變頻結(jié)構(gòu)或載波頻率較高的系統(tǒng)如毫米波通信系統(tǒng)。IQ不平衡是指I分支和Q分支之間的相位和增益的不匹配，既可以存在于發(fā)射機(jī)也可以存在于接收機(jī)。

一般來(lái)說(shuō)，IQ不平衡可分為頻率無(wú)關(guān)（FI，frequencyindependent）和頻率相關(guān)（FD，frequencydependent）的IQ不平衡。FI的IQ不平衡是由本地振蕩器（LO，localoscillator）造成的。FD的IQ不平衡還包括由其他模擬器件，如模擬濾波器、放大器、數(shù)模轉(zhuǎn)換器（DAC，Digital-to-AnalogConverter）或模數(shù)轉(zhuǎn)換器（ADC，Analog-to-DigitalConverter）造成的影響。

現(xiàn)有的一些IQ不平衡的補(bǔ)償方案，大致分為兩種：分別為不依賴IQ不平衡參數(shù)估計(jì)的補(bǔ)償方法和依賴IQ不平衡參數(shù)估計(jì)的補(bǔ)償方法。例如，以干擾抵消（IC，interferencecancellation）為基礎(chǔ)的補(bǔ)償和以盲源分離（BSS，blindsourceseparation）為基礎(chǔ)的補(bǔ)償，不需要任何訓(xùn)練序列，也不需要對(duì)IQ不平衡參數(shù)進(jìn)行估計(jì)。但是這些方法需要發(fā)送大量的數(shù)據(jù)進(jìn)行分析運(yùn)算以獲得穩(wěn)定的統(tǒng)計(jì)特性。又例如，對(duì)于OFDM系統(tǒng)中的IQ不平衡的影響，通過(guò)基于估計(jì)的系統(tǒng)級(jí)算法來(lái)補(bǔ)償失真，包括最小二乘（LS，leastsquares）均衡，自適應(yīng)均衡，基于快速傅立葉變換（FFT，fastfouriertransform）的LS以及使用自適應(yīng)信道估計(jì)和特殊的導(dǎo)頻信號(hào)的預(yù)FFT校正，來(lái)實(shí)現(xiàn)準(zhǔn)確、快速的估計(jì)和補(bǔ)償，這是由于經(jīng)過(guò)信道增益之后所發(fā)送的信號(hào)可以被檢測(cè)，IQ不平衡參數(shù)也可以通過(guò)發(fā)送訓(xùn)練符號(hào)進(jìn)行估計(jì)。該方案將IQ不平衡與信道作為一個(gè)整體來(lái)進(jìn)行分析和估計(jì)，且只考慮了IQ不平衡的影響和補(bǔ)償，沒(méi)有獲得理想的信道狀態(tài)信息。

在高頻通信系統(tǒng)的射頻前端為降低成本而放寬對(duì)IQ不平衡的要求，或在現(xiàn)有技術(shù)與工藝無(wú)法避免較嚴(yán)重的IQ不平衡時(shí)，在基帶中進(jìn)行IQ不平衡補(bǔ)償是必要的。因此研究一種通用的聯(lián)合信道估計(jì)與IQ不平衡補(bǔ)償?shù)姆椒ㄊ且豁?xiàng)具有重要實(shí)際意義和挑戰(zhàn)性的任務(wù)。

技術(shù)實(shí)現(xiàn)要素：

本發(fā)明提供一種在無(wú)線通信系統(tǒng)中，聯(lián)合信道估計(jì)與IQ不平衡補(bǔ)償?shù)姆椒?。該方法不僅考慮發(fā)送端的IQ不平衡，同時(shí)也考慮了接收端的IQ不平衡。

本發(fā)明所采用的技術(shù)方案是：聯(lián)合信道估計(jì)與IQ不平衡補(bǔ)償?shù)姆椒ǎ唧w步驟如下

S1、對(duì)IQ不平衡參數(shù)的范圍進(jìn)行約束：令發(fā)射機(jī)IQ幅度不平衡εT和接收機(jī)IQ幅度不平衡εR的取值約束到0:dB和0:范圍內(nèi)，其中和是步長(zhǎng)，和分別是εT和εR取值范圍的上界。令發(fā)射機(jī)IQ相位不平衡ΔφT和接收機(jī)IQ相位不平衡ΔφR的取值約束到0:和0:范圍內(nèi)，其中和為步長(zhǎng)，和分別為ΔφT和ΔφR取值范圍的上界；

S2、根據(jù)S1所確定的范圍，構(gòu)造目標(biāo)函數(shù)F，包括：

S21、當(dāng)發(fā)送已知訓(xùn)練序列時(shí)，對(duì)及其共軛信號(hào)經(jīng)過(guò)FFT后的頻域接收信號(hào)Yk和構(gòu)造參數(shù)Wk和Vk，Wk=αR*Yk-βRYN-k*,]]>Vk=αTX~k+βTX~N-k*,]]>其中，N是數(shù)據(jù)塊長(zhǎng)度，N也是是FFT的長(zhǎng)度，k表示第k個(gè)子載波，為信號(hào)的N點(diǎn)的FFT,為的共軛信號(hào)的N點(diǎn)的FFT，αT＝cos(ΔφT)+jεTsin(ΔφT)，βT＝εTcos(ΔφT)+jsin(ΔφT)，αR＝cos(ΔφR)-jεRsin(ΔφR)，βR＝εRcos(ΔφR)+jsin(ΔφR)，其中，參數(shù)αT和βT表示了發(fā)射端IQ不平衡對(duì)發(fā)送信號(hào)的影響，當(dāng)兩個(gè)分支完全相同時(shí)，αT＝1，βT＝0，幅度偏移為εT，相位偏移為ΔφT，參數(shù)αR和βR表示了接收端IQ不平衡對(duì)接收信號(hào)的影響，當(dāng)兩個(gè)分支完全相同時(shí)，αR＝1，βR＝0，幅度偏移為εR，相位偏移為ΔφR；

S22、根據(jù)S21構(gòu)造的參數(shù)Wk和Vk結(jié)合發(fā)送的訓(xùn)練序列和其頻域接收信號(hào)，構(gòu)造目標(biāo)函數(shù)F，對(duì)其中的參數(shù)f和g分別定義為：其中，

β^T=-Σk(X~kWk+1-X~k+1Wk)(X~N-k*Wk+1-X~N-k-1*Wk)*Σk|X~N-k*Wk+1-X~N-k-1*Wk|2]]>

β^R=Σk(VkYk+1-Vk+1Yk)(VkYN-k-1*-Vk+1YN-k*)*Σk|VkYN-k-1*-Vk+1YN-k*|2;]]>

S3、通過(guò)改進(jìn)的Rosenbrock搜索算法搜索S2所構(gòu)造的目標(biāo)函數(shù)F的最大值，當(dāng)F取得最大值時(shí)，得到最優(yōu)解的坐標(biāo)值(popt,qopt)，包括:

S31、初始化階段：令計(jì)數(shù)器為k，k為非負(fù)整數(shù)，初始化k＝1，初始方向向量為d(i)(i＝1,2)，其中，d(1)＝(1,0)T，d(2)＝(0,1)T且兩向量正交，初始探測(cè)的起點(diǎn)向量為s(1)＝[p(1),q(1)]，p(1)、q(1)分別為d(1)、d(2)方向的坐標(biāo)值，且1≤p(1)≤P,1≤q(1)≤Q，初始步長(zhǎng)為每個(gè)方向d(i)(i＝1,2)的搜索步長(zhǎng)分別為ξ1和ξ2，初始探測(cè)向量為y(1)=[y1(1),y2(1)]=s(1);]]>

S32、探測(cè)階段,包括：

S321、沿d(1)方向進(jìn)行探測(cè)，令y(k+1)＝y(tǒng)(k)+ξ1d(1)（k≥1），如果那么此次探測(cè)成功，令s(k+1)＝y(tǒng)(k+1)，如果那么此次探測(cè)失敗，令s(k+1)＝s(k)，重復(fù)探測(cè)過(guò)程，直至該方向上的點(diǎn)都被探測(cè)完成；

S322、沿d(2)方向進(jìn)行探測(cè)，令y(k+1)＝y(tǒng)(k)+ξ1d(1)（k≥1），如果那么此次探測(cè)成功，令s(k+1)＝y(tǒng)(k+1)，如果那么此次探測(cè)失敗，令s(k+1)＝s(k)，重復(fù)探測(cè)過(guò)程，直至該方向上的點(diǎn)都被探測(cè)完成；

S33、轉(zhuǎn)軸階段：當(dāng)S32完成之后，得到其中λi為d(i)方向的累計(jì)移動(dòng)步長(zhǎng)，根據(jù)向量p＝s(k+1)-s(k)給出可能的梯度方向，并建立新的單位探測(cè)向量d￣(j)=q(j)/||q(j)||,]]>其中q(j)=p(j)j=1p(j)-Σi=1j-1q(j)Tp(j)q(j)Tq(j)q(j)j≥2,]]>q(j)是p(j)(j=1,2)=d(j)λj=0Σi=j2λid(j)λj≠0]]>通過(guò)施密特正交化（Gram-Schmidtorthogonalization）獲得的正交向量；

S34、重復(fù)S32和S33，直到||s(k+1)-s(k)||≤η，算法停止，得到最優(yōu)解的坐標(biāo)值(popt,qopt)。

S4、通過(guò)S3中得到的最優(yōu)解的坐標(biāo)值(popt,qopt)求解IQ不平衡的最優(yōu)參數(shù)進(jìn)而求解出

其中，是取實(shí)部運(yùn)算，是取虛部運(yùn)算；

S5、根據(jù)S4求解出的IQ不平衡參數(shù)和恢復(fù)出理想的CFR，然后對(duì)IQ不平衡進(jìn)行補(bǔ)償，完成信道估計(jì)和對(duì)IQ不平衡的校正。

進(jìn)一步地，S1所述λ?T=λ?R=1,]]>λΔφT=λΔφR=10,]]>N?T=N?R=3,]]>NΔφT=NΔφR=100.]]>

進(jìn)一步地，S21所述βT有P個(gè)值，βR有Q個(gè)值βR=[βR1,βR2,···,βRQ]T,]]>其中P=(N?T/λ?T+1)×(NΔφT/λΔφT+1),]]>Q=(N?R/λ?R+1)×(NΔφR/λΔφR+1).]]>

進(jìn)一步地，S21所述N=512。

進(jìn)一步地，S34所述η為預(yù)先指定的門(mén)限值，η＝1。

進(jìn)一步地，S5所述IQ不平衡的補(bǔ)償有兩種方式，包括：

在接收端補(bǔ)償：利用參數(shù)對(duì)接收信號(hào)進(jìn)行補(bǔ)償可以恢復(fù)出不受接收端IQ不平衡影響的信號(hào)Y￣k=αRpopt*Yk-βRpoptYN-k*|αRpopt|2-|βRpopt|2αTX~kHk+βTX~N-k*Hk+W~k.]]>然后移除信道之后，利用參數(shù)恢復(fù)出原始發(fā)送信號(hào)X^k=αTpopt*Yk-βTpoptYN-k*|αTpopt|2-|βTpopt|2;]]>

收發(fā)端同時(shí)補(bǔ)償：得到IQ不平衡參數(shù)和之后，在時(shí)域分別對(duì)發(fā)射信號(hào)和接收信號(hào)進(jìn)行補(bǔ)償。在發(fā)射端，補(bǔ)償后的信號(hào)為在接收端，補(bǔ)償后的信號(hào)為y￣=y-βRpoptαRpopt*y*.]]>

本發(fā)明的有益效果是：聯(lián)合信道估計(jì)與IQ不平衡補(bǔ)償方法的參數(shù)較少，搜索算法的運(yùn)算量較少，整體算法都是復(fù)雜度很低的線性運(yùn)算。以往的IQ不平衡補(bǔ)償方法中涉及信道估計(jì)的方法大多將IQ不平衡與信道作為一個(gè)整體，而未將兩者分開(kāi)考慮，本方法同時(shí)得到IQ不平衡的參數(shù)和理想信道，實(shí)用性強(qiáng)，并且同時(shí)適用于SC-FDE和OFDM系統(tǒng)，適用范圍較廣。從本發(fā)明附圖中的仿真圖表明，該算法性能改善效果明顯可靠，具有良好的發(fā)明價(jià)值和實(shí)際意義

附圖說(shuō)明

圖1是本發(fā)明系統(tǒng)模型結(jié)構(gòu)圖；

圖2是本發(fā)明收發(fā)端IQ不平衡結(jié)構(gòu)圖；

圖3是本發(fā)明信道估計(jì)聯(lián)合IQ不平衡補(bǔ)償算法流程圖；

圖4是本發(fā)明算法誤比特率（BER）性能曲線圖。

具體實(shí)施方式

下面結(jié)合附圖介紹本發(fā)明的具體實(shí)施方式：

SC-FDE和OFDM系統(tǒng)的發(fā)送與接收系統(tǒng)模型如圖1所示。

Γ是Ns×Ns的預(yù)編碼矩陣，Ns是符號(hào)塊的長(zhǎng)度。當(dāng)通信系統(tǒng)的調(diào)制體制為SC-CP時(shí)，令Γ＝F，F(xiàn)是Ns×Ns的FFT變換矩陣，0≤k,n≤Ns-1。當(dāng)通信系統(tǒng)的調(diào)制體制為OFDM時(shí)，令（是Ns×Ns的單位矩陣）。首先，待發(fā)送的二進(jìn)制比特流經(jīng)過(guò)信道編碼和數(shù)字調(diào)制映射(可以是BPSK，QPSK，QAM等)后，形成連續(xù)的符號(hào)流。然后進(jìn)行長(zhǎng)度為Ns的符號(hào)分塊，塊間加Ng個(gè)保護(hù)符號(hào)作為保護(hù)間隙(Ng要大于信道脈沖響應(yīng)長(zhǎng)度，可以是Ng個(gè)零，也可以是Ng個(gè)循環(huán)前綴（CP，cyclicprefix))，形成一個(gè)長(zhǎng)為Nb（Nb＝Ns+Ncp）的幀。如此形成的連續(xù)幀流發(fā)送出去，經(jīng)過(guò)多徑衰落信道，到達(dá)接收端。在接收端，接收機(jī)對(duì)接收到的信號(hào)采樣，然后進(jìn)行長(zhǎng)度為Nb的分塊，移除保護(hù)間隙，然后進(jìn)行頻域均衡，均衡后對(duì)連續(xù)的符號(hào)流進(jìn)行判決，解調(diào)和信道解碼恢復(fù)出原始比特流。設(shè)連續(xù)的比特流經(jīng)過(guò)信道編碼和數(shù)字調(diào)制后，得到連續(xù)的符號(hào)流為：u[n]＝[u(nNs),u(nNs+1),…,u(nNs+Ns-1)]Tn＝0,1,…。經(jīng)過(guò)預(yù)編碼和IFFT變換之后的符號(hào)流為：x[n]＝FΗ·?！[n]＝[x(nNs),x(nNs+1),…,x(nNs+Ns-1)]Tn＝0,1,…。其中，F(xiàn)Η是Ns×Ns的IFFT變換矩陣，符號(hào)[·]T表示對(duì)向量或矩陣的轉(zhuǎn)置。對(duì)符號(hào)流進(jìn)行分塊，符號(hào)塊長(zhǎng)度為Ns。在符號(hào)塊間經(jīng)過(guò)Nb×Ns(Nb≥Ns)的矩陣TCP添加保護(hù)間隔（這里我們把CP作為塊間的保護(hù)間隔，CP的長(zhǎng)度為NCP＝Ng。其中，是NCP×(NS-NCP)的全零矩陣，可以得到：其長(zhǎng)度為Nb。由于受發(fā)射端IQ不平衡影響，實(shí)際發(fā)送的信號(hào)為其中，αT＝cos(ΔφT)+jεTsin(ΔφT)，βT＝εTcos(ΔφT)+jsin(ΔφT)。參數(shù)αT和βT表示了發(fā)射端IQ不平衡對(duì)發(fā)送信號(hào)的影響，βT＝0，幅度偏移為εT，相位偏移為ΔφT，當(dāng)兩個(gè)分支完全相同時(shí)，αT＝1。等效離散信道脈沖響應(yīng)（CIR，channelimpulseresponse）為：h[n]＝[h(0),h(1),...,h(L-1)]Τ，L是信道長(zhǎng)度，有L≤Ncp。假設(shè)理想同步，受AWGN向量w[n]＝[w(nNb),w(nNb+1),…,w((n+1)Nb-1)]Τn＝0,1,…的加性影響，其中它的每一個(gè)元素都是均值為0，方差為的AWGN。在接收端接收到的信號(hào)為r[n]=s[n]?h[n]+w[n]=αTx~[n]?h[n]+βTx~*[n]?h[n]+w[n].]]>

由于受到接收端IQ不平衡的影響，實(shí)際接收到的信號(hào)為

y[n]=αRr[n]+βRr*[n]]]>

=αR(αTx~[n]?h[n]+βTx~*[n]?h[n]+w[n])+βR(αTx~[n]?h[n]+βTx~*[n]?h[n]+w)*]]>

=(αTαRx~[n]+βTαRx~*[n])?h(n)+(βT*βRx~[n]+αT*βRx~*[n])?h*[n]+αRw[n]+βRw*[n]]]>

=a[n]?h[n]+b[n]?h*[n]+w￣[n]]]>

其中，a[n]=αTαRx~[n]+βTαRx~*[n],]]>b[n]=βT*βRx~[n]+αT*βRx~*[n],]]>αR＝cos(ΔφR)-jεRsin(ΔφR)，βR＝εRcos(ΔφR)+jsin(ΔφR)。參數(shù)αR和βR表示了接收端IQ不平衡對(duì)接收信號(hào)的影響（當(dāng)兩個(gè)分支完全相同時(shí)，αR＝1，βR＝0），幅度偏移為εR，相位偏移為ΔφR。仍然是均值為0，方差為的AWGN向量。

接收到的采樣信號(hào)經(jīng)過(guò)Ns×Nb的移除保護(hù)間隔矩陣RCP（是Ns×NCP的全零矩陣。）,移除保護(hù)間隔后經(jīng)Ns點(diǎn)FFT進(jìn)入頻域，得到頻域接收數(shù)據(jù)為

Yk=AkHk+BkHN-k*+W~k,0≤k≤Nb-1]]>

其中，Ak=αTαRXk+βTαRXN-k*,]]>Bk=βT*βRXk+αT*βRXN-k*.]]>式中，是信道h[n]的Ns點(diǎn)FFT,即信道頻域響應(yīng)（CFR,channelfrequencyresponse）。是h*[n]的Ns點(diǎn)FFT。同理，Xk、和分別是x[n]、x*[n]的Ns點(diǎn)FFT和AWGN的Ns點(diǎn)FFT?？梢钥闯?，接收信號(hào)Yk受到收發(fā)端IQ不平衡的影響。頻域均衡系數(shù)Ek與Yk相乘，再經(jīng)過(guò)Ns點(diǎn)IFFT返回到時(shí)域進(jìn)行后續(xù)處理。

圖2是本發(fā)明收發(fā)端IQ不平衡結(jié)構(gòu)圖。發(fā)送序列x[n]的持續(xù)時(shí)間為T(mén)?；鶐盘?hào)在經(jīng)過(guò)低通濾波器ψT(t)濾除帶外信號(hào)之后上變頻至載波頻率ωc。輸出信號(hào)sRF(t)在接收前端的第一放大器階段加入單邊功率譜密度為N0的加性高斯白噪聲（AWGN）wRF(t)。射頻（RF）接收信號(hào)rRF(t)經(jīng)過(guò)復(fù)雜的操作轉(zhuǎn)換下變頻為基帶信號(hào)，為了避免混疊經(jīng)過(guò)采樣頻率為1/T的低通濾波器ψR(shí)(t)后串并行轉(zhuǎn)換形成接收序列y[n]。圖中收發(fā)端LO的不匹配造成了IQ不平衡。

圖3是本發(fā)明聯(lián)合信道估計(jì)與IQ不平衡補(bǔ)償算法流程圖。首先，將εT和εR的取值約束到0:1:3dB范圍內(nèi)，其中1是步長(zhǎng)；ΔφT和ΔφR的取值約束到0:1:10°范圍內(nèi)，其中10為步長(zhǎng)。(εT和ΔφT分別表示發(fā)射機(jī)IQ幅度和相位不平衡，εR和ΔφR分別表示接收機(jī)IQ幅度和相位不平衡。一般系統(tǒng)幅度不平衡不超過(guò)3dB，相位不平衡不超過(guò)10°。如若獲得精確值可以減小步長(zhǎng))。然后根據(jù)訓(xùn)練序列及其接收數(shù)據(jù)得到IQ不平衡參數(shù)表達(dá)式并得到目標(biāo)函數(shù)。設(shè)定改進(jìn)的Rosenbrock搜索算法所需要的初始值，然后逐步開(kāi)始搜索，首先是探測(cè)階段，然后是轉(zhuǎn)軸階段，完成后判斷||s(k+1)-s(k)||≤η。如果是，則重復(fù)進(jìn)行探測(cè)階段和轉(zhuǎn)軸階段。如果判斷不是則進(jìn)入IQ不平衡補(bǔ)償階段。再判斷是否在接收端全部補(bǔ)償IQ不平衡。如果是，那么根據(jù)接收端補(bǔ)償IQ不平衡的方法對(duì)IQ不平衡進(jìn)行補(bǔ)償。如果不是，則根據(jù)收發(fā)端補(bǔ)償IQ不平衡的方法對(duì)IQ不平衡進(jìn)行補(bǔ)償。從本例設(shè)計(jì)的訓(xùn)練序列功能來(lái)看，可以看出本例的訓(xùn)練序列既可進(jìn)行信道估計(jì)又可進(jìn)行IQ不平衡參數(shù)估計(jì)，是高效的。

圖4是使用圖1的系統(tǒng)模型結(jié)構(gòu)、圖2的IQ不平衡模型結(jié)構(gòu)和圖3的算法流程，應(yīng)用到具體的通信系統(tǒng)中，仿真得到的本發(fā)明算法在SC-FDE系統(tǒng)中的誤比特率（BER）性能曲線圖。其中，圖4（a）和圖4（b）分別表示在IEEE802.15.ad信道標(biāo)準(zhǔn)定義的視距（LOS）信道模型和非視距（NLOS）信道模型中不同比特信噪比Eb/N0（dB）的性能曲線圖。本例的仿真系統(tǒng)是屬于高頻高速超寬帶通信系統(tǒng)，它主要仿真參數(shù)是：載波頻率為60GHz，比特率為1.76Gbps，16QAM調(diào)制，發(fā)送和接收滾降濾波器的滾降因子為0.25，系統(tǒng)帶寬為2.16GHz，收發(fā)端的IQ不平衡參數(shù)都為εT＝εR＝1dB，ΔφT＝ΔφR＝50。從圖4我們可以看到，沒(méi)有對(duì)IQ不平衡補(bǔ)償時(shí)，系統(tǒng)的性能很差，而對(duì)IQ不平衡補(bǔ)償之后，系統(tǒng)性能改善很明顯，接近于IQ不平衡不存在時(shí)的性能。